串联谐振变换器中提高同步整流效率的研究 瞿成明, 王慧贞 (南京航空航天大学 航空电源重点实验室, 江苏 南京 !"##"$) 摘要:当输入电压偏离特定值时, 有源箝位零电压开关的脉宽调制 012, '34056 ( )7/8, *4906 +.97/104.:) 控制串联谐振变换器效率会严重下降.为解决这种效率下降, 使用了带有 分立电感和偶合电感的倍流型同步整流电路模型, 并分析了其稳态特性.通过实验, 比较了中心抽 头型和偶合电感型效率变化曲线.通过分析和比较, 得出结论: 提出的整流电路在一个较大输入电 压范围内和低输出电压、 大输出电流的负载条件 (;<; &, = >) 下, 其效率高达 ?=@. 关键词:有源箝位; 串联谐振; 同步整流 中图分类号:A) !"! 文献标识码:> 文章编号:BC (!##!) "# ( ##!C ( #B # 引言 开关变换器在很多电子和通信设备的电源中得 到广泛应用.近年来, 低输出电压和大输出电流的 负载条件对开关变换器提出了要求.为满足这些要 求, 出现了很多类型的谐振变换器 [", !] .然而, 这些 变换器的输出电压通常由开关调制频率所控制.因此, 导致了诸如最小开关频率限制了输出滤波电容 减小等问题.为消除这些限制, 提出了一种新颖的 带有源箝位电路 控制的电流模式谐振 变换器 [;, B] .这种变换器工作在一个固定的开关频 率, 其输出电压通过主开关管的 )*+ 控制信号调 节.其稳态特性和%&'条件在相关文献中有详细 收稿日期: D 的讨论 [= E C] .这种变换器在特定的输入电压下有较 高的效率.但是, 当输入电压偏离特定值时, 效率会 大幅下降. 通过对这种变换器的各个工作模态转换的分 析, 说明了其效率下降的原因.分析表明, 当输入电 压偏离特定值时, 发生了环流现象, 导致了能量的回 馈, 效率下降.为解决这个问题, 使用了一种倍流型 同步整流电路, 它带有分离电感或偶合电感两种方 案.并且, 分析了其稳态特性.本文所使用的这种 整流电路在输入电压范围较大、 低输出电压和大输 出电流的情况下获得了 ?=@的高效率. " 带中心抽头同步整流 串联谐 振变换器 控制的串联谐振变换器的电路拓扑 如图"所示, 电路参数: 输入电压 !4: 为B?& ; 电容 ,FG,-0 8H80,I [+] < J,4K4:2:'54,:5, )-,88, "DDC< [;] 程慧霞, 李龙澍, 倪志伟, 等<用LMM 建造专家系统 [+] < 北京: 电子工业出版社,"DD$< LNOPQ N74RF41, ST S.:2R867, PT %64R3,4, ,0 1/< J74/9 ,FG,-0 8H80,I 3406 LMM [+] PQ A4:2RH.:2,'NT L6.:2 (P1:K4:2 >70.I104.: [,8,1-56 T:804070,, P1:K4:2 !"###;, L64:1) 62+%/"3%:A6, 1-04X4541/ :,7-1/ :,03.-\ 1:9 -,V,-8,9 -,18.:4:2 I1564:, X.7:9,9 .:"1:9"1:9".-"/.2451/ 0-,,8 1-, 1GG/4,9 0. 84I7/10, ,FG,-08',FG,-4,:041/ 1:9 /.2451/ 064:\4:2 -,8G,504V,/H< A6, G-150451/ ,FG,-0 8H80,I X.- X17/0 9412:.848 9,0,508 06, G.884]/, X17/08 3406 :,7-1/ :,03.-\ 1:9 I1\,8 06, 5.:5/784.: ]H /.2451/ V,-4X45104.: 3406 -,V,-8,9 -,18.:4:2 I1564:,< A6, 84I7/104.: -,87/08 .X X17/0 9412:.848 86.3 0610 40 84I7/10,8 67I1:' 8 064:\4:2 I.9, 1:9 618 6426,- -,1/R04I, G,-X.-I1:5,,4:0,//42,:5, 1:9 G-,5484.:< 7,0 8*/&+:X17/0 9412:.848;,FG,-0 8H80,I;6H9-.,/,50-45 G/1:0; " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " 1-04X4541/ :,7-1/ :,03.-\ 第!! 卷第 "# 期!##! 年"# 月电力自动化设备O/,50-45 ).3,- >70.I104.: O^74GI,:0 &./ 4?2 控制串联谐振变换器 #@A&" 3BC <.= > 4?2 D(EF$(GGCH 8C$@C8I$C8(E!EF D(EJC$FC$ K@FB !DF@JC DG!LM !EH DCEF$!GIF!M 8NEDB$(E(O8 $CDF@PN@EA D@$DO@F 图"中, 有源箝位电路和主开关管产生方波电 压, 其幅度随主开关管的占空比变化.这一幅度调 制输入电压被加在由 "$ 和!$ 组成的串联谐振电路 上.开关频率被选在稍高于谐振频率处.由于串联 谐振电路有很高的品质因数, 电流的基波部分通过 谐振支路, 而谐波部分会被大大抑制.这样, 基波部 分通过变压器被输出电路整流和滤波.开关管 ." 和.) 在留有一定的死区时间后交替导通.在死区 时间内, ." 和.) 的寄生电容通过谐振电流 %$ 和电 感"! 磁化电流被充电和放电而实现 <.= 工作. 若以 & 表示主开关管 ." 的占空比, 把输出级 和负载电阻 'Q 看作一等效电阻 '!D, '!D R (;6" ) 'Q, 输出电压 (( 由下式得出: (( R ((@E 6 )#) [8@E&"6 (" > &) ] S [#'!D 6 )$] (") )$ R (#'!D T '$) T [!8 "$ > " 6 (!8 !$ ! ) ] !8 R ) "$8; '!D R ;'Q 6" ()) 式中 '$ 是串联谐振支路中的寄生串联阻抗.在 此变换器中, 当输入电压为 '; . 时, 最大效率 可达 ;;&-U.然而, 当输入电压偏离 '; . 时, 效率会大幅下降. ) 效率下降原因 )&" 变换器的工作状态 图)给出了变换器所有可能的工作模态. 在图 ) 中, 模态 " 和模态 % 表示能流从输入边 传送到输出边.模态 ) 和模态 ' 对应于在模态 " 和 模态 % 之间的过渡状态.模态 1 和模态 - 表示能流 从输出电容反馈到输入边.这种能流回馈状态是同 步整流所特有的.在二极管整流电路中, 只有能流 前馈, 即能量从输入边流到输出边的状态, 而没有能 流回馈状态, 即能量从输出边回流到输入边.然而, 在用 2V=#W3 作同步整流电路中, 当栅源电压 (A8大 于阈值时, 2V=#W3 会一直保持开通.因此, 如图 ) 中模态 1, - 能量回馈的现象出现了.环流增加了能 量损耗, 导致效率的下降. 图)图"所示变换器的工作模态 #@A&) 3BC (MC$!F@(E 8F!FC8 (P FBC D(EJC$FC$ 8B(KE @E #@A&" 表"给出了在一个开关周期里的所有可能的工 作模式和每一模式中模态转换次序. 表"变换器工作模式 3!X&) 3BC (MC$!F@(E L(HC8 (P FBC D(EJC$FC$ 模式模态转换次序 条件1>"&R*&' ((@E R -* .) & R *&1 ((@E R '; .) & R *&' ((@E R '* .) )&) 占空比 & 的范围 从以上讨论可知, 能流回馈现象依赖于主开关 管的占空比.抑制能流回馈现象出现的合适占空比 推导如下: 在模式$中, 必须在模态 1 出现之前直接 从模态 % 到模态 '.根据这一条件, 则模态 % 必须在 " * ()$$) 内完成, 即在半个谐振周期内完成模态 %. $$ 由"$, !$ 决定, 因此, 若开关周期为 +8, 则这 一关系由下式表示: &+8"" 6 同样, 模态 " 也必须在 " 6 ()$$) 内完成才能抑制 模态 - 的出现, 因此 (" > &) +8"" 6 考虑到 +8 R " 6 $8, 式(%) 和(') 决定了占空比 & 的范围, 则可以得出: [" > $8 6 ()$$) ] "&"$8 6 ()$$) (1 # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # ) 电力自动化设备)**) 年 万方数据 从式 (!) 中可看出, 扩大占空比范围的最简单方 式是增大开关频率 !".然而, 当开关频率 !" 偏离谐 振频率太大时, 则输出电压会按式 (#) 和($) 的规律 下降.这里, 用表 # 中的数值, 则占空比的范围为 对于由式 (() 所给的占空比, 变换器能恰好工作 于没有能量环流的状态.而当在输入电压和负载变 化较大的条件下, 为了调节输出电压, 必须要扩大占 空比.为了避免在扩大占空比时导致效率的急剧下 降, 必须采取新方法. ) 提高效率的两种方案 )&# 倍流型整流电路 为避免以上所讨论的效率下降问题, 使用了一 种带倍流型 [*] 同步整流电路的 +,- . /01 控制串 联谐振变换器, 它带有倍流方式同步整流电路 [$] , 见图).这种变换器的工作模态见图 '. 图)具有倍流同步整流电路的 +,- . /01 控制串联谐振变换器 234&) 567 +,- . /01 89:;<9==7> "7<37" <7"9:?:; 89:@7<;7< A3;6 >9BC=7D8B<<7:; "E:86<9:9B" <78;3FE3:4 83<8B3; 图'图)中所示变换器的工作模态 234&' 567 9G7 "7<37" <7"9:?:; 89:@7<;7< A3;6 89BG=7>D3:>B8;9<, >9BC=7D8B<<7:; "E:86<9:9B" <78;3FE3:4 83<8B3; 在图 ) 所示变换器中, 为了减少磁芯的数目, 其 输出电感是独立的.如果让这 $ 个电感偶合到一 起, 则其工作模态分析如图 (.参数值和工作模态 转换顺序和前面分析相似.在这种整流电路中, 能 量回馈现象不再出现.同样, 效率下降的原因也被 消除了. 图(图!所示变换器的工作模态 234&( 567 9G7D @;=E#<>#$8 PQR PQ ="$A;@E;@ F#E: 6=E#A; =G6BC [,] * O'0%" 123345 6%$-(#4#)5 [Q] * ^;#_#$8, S--O* [S] 王聪*软开关功率变换器及其应用 [N] * 北京: 科学出 版社, S---* M,Y' Q"$8* 9:;"@> a 6CCG#=6E#"$ "< E:; D"[DE6E; 6$6G>D#D "< 6 I)J[LMN D;@#;D @;D"$6$E ="$A;@E;@ F#E: 6=E#A;=G6BC E;=:$#c?; [W] * 7888 !81.' d( 9%$#"&, Odd(, O (+) : /++ K //O* [!]9,Y,e, X, YUYbNU\, 9, \bbe,^f 9, ;E 6G* T"F $"#D; =:6@6=E;@#DE#=D "< 6 I)J[LMN ="$E@"GG;H D;@#;D @;D"$6$E ="$A;@E;@ F#E: 6=E#A; =G6BC 6$H D>D @;=E#<#=6E#"$ [W] * 7888 !.OddO, !"#$?, OddO, % (/) : S%/ K S'%* (责任编辑: 柏英武) 作者简介: 瞿成明 (Od!% K ) , 男, 安徽庐江人, 硕士研究生, 助教, 研 究方向为电力电子与电力传动 (f[B6#G: c =B g D#$6* ="B* =$) ; 王慧贞 (Od/' K ) , 女, 江西上饶人, 高级工程师, 现从事 航空电源系统方面的研究. 15($-"#(#2*5 '@3"#A%B"A%",%" hV Q:;$8[B#$8,M,Y' X?#[i:;$ (Y6$_#$8 V$#A;@D#E>6?E#=D 6$H ,DE@"$6?E#=D,Y6$_#$8 SO--O/, Q:#$6) * 9:; H"?&G; =?@@;$E D>D @;=E#<>#$8 =#@=?#ED F#E: D;C6@6E; "@ ="?CG;H #$H?=E"@D 6@; 6CCG#;H E" "A;@="B; E: H@"C* 9:;#@ DE;6H>[DE6E; =:6@6=E;@#DE#=D 6@; ;j6B#$;H* 9:A;D "< @;=E#<#;@D F#E: =;$E@6G E6C 6$H ="?CG;H #$H?=E"@ 6@; ="BC6@;H A#6 ;jC;@#B;$ED* UE #D =G6@#<#;H E:6E E:; C@"C"D;H @;=E#<>#$8 =#@=?#ED "&E6#$ 6 :#8: A;@ (+0 F#E:#$ 6 F#H; #$C?E A"GE68; @6$8; 6$H F#E: E:; G"6H ="$H#E#"$D "< G"F "?EC?E A"GE68; 6$H  "?EC?E =?@@;$E (%*% ) 6$H + ,) * D%5 0#"&*: 6=E#A; =G6BC; D;@#;D[@;D"$6$=;; ! 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